10MHzアンプの初期の設計例

10MHzアンプの初期の設計例
４、帯域１０MHzを目指した４Ω200Ｗ低歪み広帯域アンプ　公表日：2009-Dec-06 　※現在基礎設計のみ。【設計のねらい】：１０ＭＨｚ帯域を実現するには？ 80Vp-pの振幅を10MHzでスイングするには最大2500V/usのスルーレートが必要。出力MOS-FETのCrssを充電するだけで１Ａの電流が流れ、ドライブ段の損失が半端でない。 14Vrms出力で10MHz、フルパワー28Vrmsでは5MHzを目標として、高速かつ0.5Aピークを流せるドライブを実現【製作上のポイント】・帯域が広いので、実装（配線や部品配置）は細心の注意が必要。C3597/A1403のベースには100Ω入れる方が安全・４Ω負荷に対応するための出力ＭＯＳパラ接続はドライブの負荷が重いので、シングル（８Ω）にする方が多分簡単。・あまりに部品が多いので、これも構想止まりの予感。出力ドライブを高速ＯＰアンプ（CL450等）に置き換えると１３石減るが、ドライブ能力が1/5以下になるのでスルーレートは出ない。ディスクリートのバッファ追加すると部品が減らない【回路動作の説明】・高速動作に必要な電流のため、初段は高gmFETをパラ接続、ソース抵抗51Ωで50mA以上を確保・位相補正Ｃ（100pF）に１ｋΩをシリーズにして、10MHzでは無帰還で20dBにゲイン調整・低域での２次位相補正と、高域での無帰還動作を両立させるためのＮＦＢネットワーク・出力ＭＯＳのドライブは±６Ｖのフローティング電源から取り、ドライブ石の損失を軽減・ＭＨｚ以上の高域では100pFを通して単なるソースフォロワ駆動、低域では100％局部帰還の出力段高速性を重視していますが、高ＧＭの初段、ＮＦＢ抵抗の低インピーダンス化、低域での十分な量のＮＦＢにより、オーディオ帯域では測定限界に迫る低歪みになるはず。（2012.5.06 追記）回路図からPC上で動作をシミュレーションしてみると、定数設定に問題が見つかりました。・4MHzまでならこのままでもちゃんと動作し、C3597/A1403のベース100Ωを入れなくてもOK ・ドライブ石C3597/A1403のエミッタ抵抗大きすぎて、10MHzの大振幅ではその前のFETが飽和してしまう。　ゲート放電側のエミッタ抵抗と共に１Ωに小さくする必要あり。　さらにゲート放電側のVceが不足するので、ドライブ石のコレクタを出力ではなくて逆側の７Vにつなぐ。・ドライブ段カレントミラーのエミッタ抵抗100Ωも電圧降下大きいので、47Ωに下げる。この対策をすれば、設計の狙い通りの動作で5MHzで200Wフルパワー、10MHzで-3dBの４Ω100W連続出力は可能です。非常に複雑な回路ですが、10MHz以上では位相回転の大きい出力段をNFBから切り離すことで安定性を確保。 10MHz以上ではNFB掛かっていないので負荷をOPENにするとピーク出る。CRのダンピング追加で対策する。 10MHzの連続大振幅では、ドライブ石のブートストラップ用の石の損失が持たないので長時間は無理ですが、ドライブ用のブートストラップ電源を±50Vから生成せずにフローティングした巻線で供給すれば、ここのロスを回避可能。（2010.9.07 追記） 1MHz帯域アンプ検討などの結果から、この回路案はあまりに部品数が多くて無駄が多い設計に見えます。・初段は２パラ不要。（電圧段の電流50mA必要なら、カレントミラーで倍に電流ブーストすれば済む）・電圧増幅段までの構成（アンプ前半部12石）はＯＫ・MOSのドライブはAC成分だけなので、Cでバイパスして１点でドライブ（ゲートドライブ石を半減）。・２パラ出力MOSのゲートを直接ドライブするのは１A以上のピーク電流が必要でドライブのロスが大きすぎる。　→小容量のMOSをカスコードで使い、ドライブ電流を1/5に抑えると共に発熱も抑えてアイドリングを安定化。・出力石の実効ftを200MHz以上にするため、アイドリングを十分流す。　カスコード石の損失を抑えるため、フローティング巻線の低圧電源を用意する（ドライブ石の電源もこの低圧電源から取る）　低圧フローティング電源の中点を高圧電源のアンプで駆動することにより、出力石とは無関係にアイドリングが設定可能。修正した設計案です。とりあえず８Ωまでで過電流保護もなしですが、14石減り、とてもシンプルになりました。出力MOSのドライブ石に何を使うかが課題。（１Ａの駆動電流が取れて、実効ftが200MHz以上欲しい）（2012.5.06 追記）改善案をPC上でシミュレーションしてみると、この回路は実際はうまく動かないことがわかりました。設計ミスです。・ドライブ段電源を出力からブートストラップしたバッファ（上側のSEPP回路）から取っているが、　10MHz大振幅では位相遅れでコレクタ電圧がクリップしてしまう。　また、出力段ブートストラップで高域の位相回転が大きすぎ、NFB後の安定性に欠ける。この問題を回避するには、出力石のブートストラップはやめ、ドライブ石の低圧フローティング電源も出力からダイレクトに取って位相回転を小さくする必要があります。その分、ドライブに必要な電流は増加して１Aをオーバーしますが、低耐圧のドライブ用MOS-FETを使用すれば、実効ftが数100MHzで２Aの駆動電流を得ることが出来そうです。実際に作るとなると、10MHzで電圧増幅段からフルスイングするのも電力ロスが大きいので、逆立ち出力を使って初段からドライブまでを±7V程度の低電圧にするのが良いでしょう。（いずれ検討の予定。）
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４、帯域１０MHzを目指した４Ω200Ｗ低歪み広帯域アンプ　公表日：2009-Dec-06
　※現在基礎設計のみ。

【設計のねらい】：１０ＭＨｚ帯域を実現するには？

80Vp-pの振幅を10MHzでスイングするには最大2500V/usのスルーレートが必要。
出力MOS-FETのCrssを充電するだけで１Ａの電流が流れ、ドライブ段の損失が半端でない。
14Vrms出力で10MHz、フルパワー28Vrmsでは5MHzを目標として、高速かつ0.5Aピークを流せるドライブを実現

【製作上のポイント】
・帯域が広いので、実装（配線や部品配置）は細心の注意が必要。C3597/A1403のベースには100Ω入れる方が安全
・４Ω負荷に対応するための出力ＭＯＳパラ接続はドライブの負荷が重いので、シングル（８Ω）にする方が多分簡単。
・あまりに部品が多いので、これも構想止まりの予感。出力ドライブを高速ＯＰアンプ（CL450等）に置き換えると１３石減るが、ドライブ能力が1/5以下になるのでスルーレートは出ない。ディスクリートのバッファ追加すると部品が減らない

【回路動作の説明】
・高速動作に必要な電流のため、初段は高gmFETをパラ接続、ソース抵抗51Ωで50mA以上を確保
・位相補正Ｃ（100pF）に１ｋΩをシリーズにして、10MHzでは無帰還で20dBにゲイン調整
・低域での２次位相補正と、高域での無帰還動作を両立させるためのＮＦＢネットワーク
・出力ＭＯＳのドライブは±６Ｖのフローティング電源から取り、ドライブ石の損失を軽減
・ＭＨｚ以上の高域では100pFを通して単なるソースフォロワ駆動、低域では100％局部帰還の出力段

高速性を重視していますが、高ＧＭの初段、ＮＦＢ抵抗の低インピーダンス化、低域での十分な量のＮＦＢにより、オーディオ帯域では測定限界に迫る低歪みになるはず。

（2012.5.06 追記）
回路図からPC上で動作をシミュレーションしてみると、定数設定に問題が見つかりました。
・4MHzまでならこのままでもちゃんと動作し、C3597/A1403のベース100Ωを入れなくてもOK
・ドライブ石C3597/A1403のエミッタ抵抗大きすぎて、10MHzの大振幅ではその前のFETが飽和してしまう。
　ゲート放電側のエミッタ抵抗と共に１Ωに小さくする必要あり。
　さらにゲート放電側のVceが不足するので、ドライブ石のコレクタを出力ではなくて逆側の７Vにつなぐ。
・ドライブ段カレントミラーのエミッタ抵抗100Ωも電圧降下大きいので、47Ωに下げる。
この対策をすれば、設計の狙い通りの動作で5MHzで200Wフルパワー、10MHzで-3dBの４Ω100W連続出力は可能です。
非常に複雑な回路ですが、10MHz以上では位相回転の大きい出力段をNFBから切り離すことで安定性を確保。
10MHz以上ではNFB掛かっていないので負荷をOPENにするとピーク出る。CRのダンピング追加で対策する。

10MHzの連続大振幅では、ドライブ石のブートストラップ用の石の損失が持たないので長時間は無理ですが、
ドライブ用のブートストラップ電源を±50Vから生成せずにフローティングした巻線で供給すれば、ここのロスを回避可能。

（2010.9.07 追記）
1MHz帯域アンプ検討などの結果から、この回路案はあまりに部品数が多くて無駄が多い設計に見えます。

・初段は２パラ不要。（電圧段の電流50mA必要なら、カレントミラーで倍に電流ブーストすれば済む）
・電圧増幅段までの構成（アンプ前半部12石）はＯＫ
・MOSのドライブはAC成分だけなので、Cでバイパスして１点でドライブ（ゲートドライブ石を半減）。
・２パラ出力MOSのゲートを直接ドライブするのは１A以上のピーク電流が必要でドライブのロスが大きすぎる。
　→小容量のMOSをカスコードで使い、ドライブ電流を1/5に抑えると共に発熱も抑えてアイドリングを安定化。
・出力石の実効ftを200MHz以上にするため、アイドリングを十分流す。
　カスコード石の損失を抑えるため、フローティング巻線の低圧電源を用意する（ドライブ石の電源もこの低圧電源から取る）
　低圧フローティング電源の中点を高圧電源のアンプで駆動することにより、出力石とは無関係にアイドリングが設定可能。

修正した設計案です。とりあえず８Ωまでで過電流保護もなしですが、14石減り、とてもシンプルになりました。
出力MOSのドライブ石に何を使うかが課題。（１Ａの駆動電流が取れて、実効ftが200MHz以上欲しい）

（2012.5.06 追記）
改善案をPC上でシミュレーションしてみると、この回路は実際はうまく動かないことがわかりました。設計ミスです。

・ドライブ段電源を出力からブートストラップしたバッファ（上側のSEPP回路）から取っているが、
　10MHz大振幅では位相遅れでコレクタ電圧がクリップしてしまう。
　また、出力段ブートストラップで高域の位相回転が大きすぎ、NFB後の安定性に欠ける。

この問題を回避するには、出力石のブートストラップはやめ、ドライブ石の低圧フローティング電源も出力からダイレクトに取って位相回転を小さくする必要があります。
その分、ドライブに必要な電流は増加して１Aをオーバーしますが、低耐圧のドライブ用MOS-FETを使用すれば、実効ftが数100MHzで２Aの駆動電流を得ることが出来そうです。
実際に作るとなると、10MHzで電圧増幅段からフルスイングするのも電力ロスが大きいので、逆立ち出力を使って
初段からドライブまでを±7V程度の低電圧にするのが良いでしょう。（いずれ検討の予定。）

　

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