LMV-186AはLEADERの代表的なミリボルトメーターです。（LMV-186Bという1.5mV感度でﾒｰﾀｰｽｹｰﾙが異なるﾓﾃﾞﾙもある）
型番は同じですが初期型と後期型で仕様が異なり、初期型にはGNDﾌﾛｰﾃｨﾝｸﾞ機能がなく、リアのｼｬｰｼGND端子とGND切替SWもありません。電源トランスに２次巻線が１つなので電源はch-1/2で共通。（後期型は電源も分離）
主な仕様は、
・入力感度 ：ﾌﾙｽｹｰﾙ 1ｍV～300V 10dBstep切替、入力Z=10MΩ、電圧確度±2%、雑音2%以下
・周波数範囲 ：5 Hz～500kHz：±10％
・モニター出力 ：10Hz～200kHz：-3dB、ﾌﾙｽｹｰﾙ時で1Vrms出力、歪率１％以下、Ro=600Ω
・レンジ連動機能 ：ch-2はレンジ切替ATTをch-1側にも持ち、接点を並列接続で連動/非連動を切替可能
・GNDﾌﾛｰﾃｨﾝｸﾞ切替：後期型のみ、リアにｼｬｰｼｱｰｽON(47Ω)/OFF-切替SW付、ｼｬｰｼGND端子あり
全体的に、オーディオ製品の生産ラインで電圧値を測り、オシロで波形をモニターするには十分な性能です。
回路解析
GNDﾌﾛｰﾃｨﾝｸﾞ機能のない初期型の回路を実機から書き起こしました。2SA726や2SC373など1980年代の代表的なトランジスタが使われています。（多分、真空管式のバルボルと呼ばれていたモデルを2SK30Aが使えるようになってトランジスタ化したのがLMV-186Aと思われる。）
※後期型は入力GNDの4.7Ωなし、出力GND端子100Ω入り、Q1,Q2=A970, Q3=C2240, Q9,Q10=C380, その他C373→C1815に変更。（C9, C15はセラミック、C14, C22はマイカ。C20, R40の半固定で1/1000ゲイン、R44でメーター感度、R43で出力ゲインを微調整）後期型はさらにその後、出力バッファ回路等の変更がある。
→https://www.leader.co.jp/uploads/2018/03/lmv186a_e-1.pdf が最終形態
全体の構成
・３段のアンプで1mVﾌﾙｽｹｰﾙ構成（ゲイン+8ｄBのｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽｺﾝﾊﾞｰﾀｰ、+26dBの中間アンプ、50mVﾌﾙｽｹｰﾙのメーターアンプ）
・入力1/1000 ATTで電圧レンジをmV/V単位に切替 （ATT-ON時に最大300Vﾌﾙｽｹｰﾙ）
・600Ω定抵抗ATTで 0/-10/-20/-30/-40/-50dB切替、1mV～300mVフルスケール
・中間アンプの電流をB接地で400倍ゲインして、フルスケール１Ｖのモニター出力を得る ゲイン=(R18+R43)/R11
・メーターアンプはエミッタ電流帰還で検波部の非直線性を改善
残留ノイズの実測値
電圧レンジ毎にモニター出力の残留ノイズレベルを測ってみました。
１Ｖレンジでは1/1000に減衰させるためにS/Nの劣化が見られます。今回改善を実施した後の値も記入しましたが、300mV以下のレンジでは10dB程の改善をしても、1Vレンジでは3dB程度に止まっています。これは1/1000減衰器を使うレンジ切替方式その物の限界です。
モニター出力残留ノイズの周波数分析 （グラフは外部アンプで40dB感度UP後のFFT結果）
残留ノイズの大きい１Ｖレンジでは、ｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽｺﾝﾊﾞｰﾀｰ出力をATTせずにそのまま400倍するのでゲイン+8ｄBのｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽｺﾝﾊﾞｰﾀｰのノイズが支配的です。電源50Hzの奇数次高調波が見えるのは電源トランスの漏洩磁束。
300mVレンジではｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽｺﾝﾊﾞｰﾀｰ出力を50dBATTするので、ノイズは２段目のアンプが支配的。
10Hz以下の超低域で異常な盛り上がりがあり、フリッカ成分でＤＣ的なふらつきが目立ちます。
これは回路的に問題がある為
（後でシミュレーションで分析します）
1kHz以上の成分では、１Ｖレンジで10kHz以下の盛り上がりが目立つ。
これは1/1000 ATTの10kΩと入力保護の10kΩの抵抗の熱雑音。（パラにそれぞれ4700pF, 5600pFがあるので高域ではノイズがカットされる）
300mV～10mVのレンジでは600ΩATTで入力部のノイズは減衰するので、２段目アンプの高域成分はフラットな白色雑音です。
周波数特性
１Ｖレンジで10kHz付近が+0.5dBあるのは、入力1/1000 ATTの10pFトリマの調整ずれ。
1/1000 ATTを通さない300mVレンジではこの盛り上がりは見られない。
メーターの指示（針の振れ）とモニター出力では高域減衰が全く違います。
100kHzからだらだら落ちるのは、回路図のD3の接合容量の影響です。
SPECが200kHzで-3dBなので100kHz以上はどうでも良いとの判断でしょう。
低域では逆に針の振れが早く落ち、SPECの5Hz-10%にぎりぎり。
歪率特性（1kHz、monitor-outで測定。BW=10kHzでのTHDと2nd/3rd成分)
300mVレンジでは、ｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽｺﾝﾊﾞｰﾀｰに300mVが直に入力されるので２次歪が非常に大きく、フルスケールの+5dBでクリップを始めています。600ΩATTをドライブするには電流供給能力が不足のようです。１Ｖレンジでは初段部の振幅は非常に小さいので２段目の出力アンプの歪のみとなり、多少は良くなります。
残留ノイズは初段由来がメインで0dB時THD-60dBは満足しません。（レンジを３Ｖ以上に上げれば初段ノイズは小さくなる）
問題点まとめ：
・残留雑音
入力保護のR41=10kΩがノイズを劣化させている。10kHz以下でNv=12nV/√Hz劣化
入力のK30Aは今となってはノイズ特性良くない。低ノイズのFETに交換したい
ﾓﾆﾀｰ出力の低域フリッカノイズがとても大きい。100Hzの電源リプルと150Hz誘導ハムもできれば改善
・歪み
初段ｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽｺﾝﾊﾞｰﾀｰが300mVレンジ時にﾌﾙｽｹｰﾙで２次歪0.4%と大きくクリップレベルも+5dBと余裕なし
ﾓﾆﾀｰ出力はそこそこの性能だが、全レンジﾌﾙｽｹｰﾙ時0.01%以下が望ましい。
・Ｆ特
ﾓﾆﾀｰ出力が100kHzからだら下がりで帯域狭すぎる。1MHzまではフラットにしたい
10kHz付近の+0.5dB盛り上がりも要調整
・GND接続 （初期型のみ）
入力端子のGND側に4.7Ωが入っているので、GNDに流入する電流がそのままノイズとして入力されS/N劣化する
ch-1の電源18Vが長いワイヤで配線され、電源のバイパスCが全くない。（ch-2は電源部に100uFがあるのでOK）
ch-2の600ΩATTのGNDが基板GNDでなくシャーシ直接になっている。→多点アースでノイズの元
・その他
ﾓﾆﾀｰ出力の信号が位相反転している
電源投入時にメーター指針が勢いよく何度も振り切れる
問題点の改善 以上の解析から、改造を行った内容が以下です。
（対策前後の回路比較）
非常に沢山の変更点がありますが、元の部品の半分はそのままであり、大部分は定数変更と一部の接続変更だけ。実際に増えた部品は実質的に初段ﾌｫﾛﾜ出力部のQ11, R49, C23くらい。
| 対策内容一覧 | 部品名 | 変更内容 |
|---|---|---|
| １、初期型のGND接続問題点の改善（GND分離している後期型は不要） | ||
| ・入力端子GNDの4.7Ωを削除（ｼｮｰﾄ）し、出力端子GND側に移動 | R45/R46を入替 | |
| ・CH-2のみ600ΩATTのGNDが基板GNDでなくｼｬｰｼ直接になっているのを基板側へ変更 | ATT配線変更 | |
| ・CH-2の基板GNDをシャーシから５Ωで切り離し、電源供給ラインにも10Ω追加 | 基板GND接続変更 | |
| ・CH-1のQ5コレクタ部に電源パスコン追加 | 100uFケミコン追加 | |
| ２、電源部の改善 | ||
| ・基準電圧ＺＤをRD-6Aから低ノイズのHZ-5CLLに変更 | ZD | RD6A→HZ5CLL |
| ・整流後にTr１個の簡単なﾘﾌﾟﾙﾌｨﾙﾀを追加し、電源からの100Hzリプルを1/100に抑制 | ﾘﾌﾟﾙﾌｨﾙﾀ１段追加 | |
| ・電源トランスにショートリングを巻き、漏洩磁束を減らす | 電源トランスにｼｮｰﾄﾘﾝｸﾞ追加 | |
| ・電圧設定を18Vから24Vに再調整（クリップレベル上げて入力部Ｄレンジ改善） | VR調整 | 18V→24V |
| ３、メーターアンプ | ||
| ・Q7のｴﾐｯﾀﾊﾞｲﾊﾟｽCが小さいので820uFに増やす（C7との関係で低域平坦にするため） | C3 | 220uF→820uF |
| ・定電流負荷Q8のﾊﾞｲﾊﾟｽＣを増やして電源投入時にﾒｰﾀｰｱﾝﾌﾟをｿﾌﾄｽﾀｰﾄさせる | C4 | 1uF→470uF |
| ・ｿﾌﾄｽﾀｰﾄ時間とQ7コレクタ電圧調整のためにR28変更 | R28 | 10kΩ→33kΩ |
| ・C3、C4変更で発生する超低周波振動をダンプする為にC4に直列抵抗挿入 | R49 | 1kΩ追加 |
| ・Ｆ特調整のため入力ｶｯﾌﾟﾘﾝｸﾞC変更 | C7 | 330uF→22uF |
| ・電圧変更に合わせてコレクタ負荷を調整 | R26 | 4.7kΩ→18kΩ |
| ・R30をＤｉに変更し、検波回路の不感帯を減らす | R30 | 47Ω→Diに変更 |
| ４、初段のノイズ改善 | ||
| ・入力保護の10kΩ1Wは短絡（1mVレンジでAC100Vが印加されても0.1uFで電流制限） | R41 | 10kΩ→0Ω |
| ・初段FETを低ノイズの2SK170に交換。gm上がるので歪も大幅改善 | J1 | 2SK30A→2SK170 |
| ・１段目アンプのゲインを+8dB→+14dBに変更し、ATT後ノイズの影響を6dB軽減 | R5 | 220Ω→120Ω |
| ５、初段の歪改善 | R8 | 390Ω→470Ω |
| ・歪の根本対策としてＥﾌｫﾛﾜ出力石追加（Q1ゲイン上がり、駆動力も強化） | Q11 | C1735追加 |
| Q1のコレクタを8.2kΩで受け、出力石のﾍﾞｰｽへ接続 | R49追加、Q1接続変更 | |
| 大電流ラインのパスコン電流ﾘﾀｰﾝﾎﾟｲﾝﾄを600ΩATT側GNDへ移動 | C12 | GNDポイント変更 |
| ・初段のｱｲﾄﾞﾘﾝｸﾞを7.6mAから26mAに増強し、クリップレベルに余裕を持たせる。 | R4 | 68kΩ→180kΩ |
| ・電源電圧を保つ為にﾃﾞｶｯﾌﾟﾘﾝｸﾞ抵抗を10Ωにする（電源ﾘﾌﾟﾙﾌｨﾙﾀ追加でﾉｲｽﾞはOK） | R32, R33：150Ω→10Ω | |
| ・NFB深くなるので位相補正の22pF追加 | C23 | なし→22pF |
| ６、モニター出力の高域低下の改善 | ||
| ・D3のツェナー接合容量が100kHzからのだら下がりの原因なので、D3は削除する | D3 | MTZJ10→削除 |
| ・R39とC22で2.6MHzに帯域制限しているので、R39は75Ωに減らす | R39 | 560→75Ω |
| ７、モニター出力の歪改善 | ||
| ・２段目PNPシングルだと２次歪大きいのでNPN差動に変更して２次歪キャンセル | Q2 | A726→C2240、接続変更 |
| （大幅な回路変更なので一部のパターンカットと接続変更あり） | R16 | 22Ω→1.8kにしてGNDへ |
| R38 | 47k→10kにしてVccへ | |
| ・出力を差動の反対側から取り、位相が反転するのをなくす | R18 | 4.7k→10k、Q2のCへ |
| ・出力ｴﾐｯﾀﾌｫﾛﾜの負荷抵抗にFETの定電流を追加し、２次歪と最大出力を改善 | J2 | 2SK105 (2mA)追加 |
| ・モニター出力が無帰還だったのを、出力からNFB取るようにして歪を大幅改善 | R43 | R13へ接続変更 |
| R21 | 4.7kをR43に繋ぐ | |
| ８、２段目アンプのノイズ改善 | ||
| ・初段に3mAと流しすぎているので電流を1mAに下げ、ベース電流での1/fノイズ低減 | R14 | 5.6kΩ→18kΩ |
| ・Q3を2SC1681から超低ノイズの2SC2546に交換。hFEが倍になりﾌﾘｯｶﾉｲｽﾞを低減 | Q3 | 2SC1681→2SC2546 |
| バイアス条件変わるのでR15調整してQ4コレクタ電位を電源中点に再調整 | R15 | 270kΩ→680kΩ |
| ・抵抗ﾉｲｽﾞ減らすために余分な抵抗R35を削除（600ΩATTの出力ｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽ150Ωのみ） | R35 | 470Ω→0Ω |
| ・初段でゲイン6dB上げたので２段目ゲイン6dB下げる | R11 | 15Ω→30Ω |
| ・入力ｶｯﾌﾟﾘﾝｸﾞCが小さく、Q3ﾍﾞｰｽﾉｲｽﾞが2Hzで50dBもﾋﾟｰｸを持つ回路になっている | C5 | 33uF→1uF |
| C6=1uF, C5=47uF, C16=220uFに変更で全体のＦ特調整と低域ﾉｲｽﾞｹﾞｲﾝを下げる | C6 | 1uF→47uF |
| →下でシミュレーションで説明 | C16 | 470uF→220uF |
２段目アンプのノイズゲイン
回路図Q3のベース抵抗R12(68kΩ)に電圧源を接続した時のモニター出力へのゲインを計算したのが右のグラフ。
紫は改造前、緑は改造後で、1Hz以上では30dB以上もベースノイズに対するゲインが低下している。
元の設計では入力ｶｯﾌﾟﾘﾝｸﾞCが1uFと小さく、トランジスタの低域フリッカノイズ電流に対してｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽが高くなり、低域に非常に大きなノイズピークを発生させていたのである。
これがＤＣ的なふらつきの発生要因。
対策後の実測データ：
・出力残留ノイズ （入力ショート、BW=10kHz時）
| 測定ﾚﾝｼﾞ | 対策前 | 対策後 | 改善量 |
| 1V | 0.84mV | 0.64mV | 2.4dB |
| 300mV | 0.10mV | 34uV | 9.4dB |
| 1mV | 0.94mV | 0.29mV | 10.2dB |
それ以外のレンジでは初段でゲイン+6dBしたのと２段目のノイズ改善で10dB程度の改善量が得られている。
1mVレンジで出力0.29mVは入力換算で0.29uVであり、BW=10kHzではen=2.9nV/√Hzで526Ωの熱雑音相当となる。入力抵抗220ΩとNFB抵抗180ΩがあるのでFETのノイズは120Ωであり、限界性能に近い。
・周波数特性
薄い細い線は改造前のデータ。
低域限界は-1dBで3Hzと余裕でフラットになった。高域限界もすっきりと2MHz以上まで伸びている。
１Ｖ以上のレンジでは1/1000 ATTが入るので高域限界とフラットネスがやや劣化するが、モニター出力とメーター指示値の帯域幅に差がなくなった。
・歪率初段ｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽｺﾝﾊﾞｰﾀのゲインを6dB上げているにも関わらず、300mVレンジでﾌﾙｽｹｰﾙ+6dB入力で歪率0.01%を保っている。
1Vレンジでは残留雑音でTHDは悪く出るが、歪成分はﾌﾙｽｹｰﾙ+6dB入力でも0.003%以下を保っている。
共に改造前と比較して40dB近い改善量が得られている。
・ノイズスペクトル
１Ｖレンジでは改造前のノイズフロア-78dBに対して-82dBと4dBの改善。（グラフは+40dBUP）
300mVレンジでは低域のフリッカノイズが30dB以上改善され、ほぼなくなった。
ノイズフロアも-94dBから-100dBと6dBの改善。これは２段目のゲインを6dB下げた効果が大きい。
トランスからの誘導ハムは改善が見られない。後から銅線をぐるぐる巻く程度のショートリング対策では効果は見込めないようだ。
1kHz以上のノイズフロアは、1Vレンジは1/1000 ATTの10kΩノイズが残り、3dBの改善に止まる。（1mVレンジは10kΩノイズがないので平坦なノイズフロア）
300mVレンジでは改造前の-92dBに対し-99dBと7dBノイズフロアが下がった。これは２段目入力の余分な抵抗560Ωを削除した効果も大きい。
以上、1/1000 ATTを使う１Ｖレンジ以外では歪率0.01%を切ることが出来、当初の目標を達成できた。
オリジナルの設計からほとんど部品数は増えていないので、LEADERの設計者も最初からこのくらい設計を詰めていれば同等の性能は出せたはずである。
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